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                  PCB傳輸線中的損耗

                  技術專題

                  PCB傳輸線中的損耗


                  PCB傳輸線中的損耗

                  PCB傳輸線至少包括兩根導體,一根用于信號,另一根用于其返回路徑。復雜的電路板網是這種更簡單的傳輸線結構的組合。從PCB設計的角度來看,對這些結構(微帶,帶狀線和共面)的了解對于設計人員和制造商而言都是有益的。

                  傳輸線有哪些損失?

                  傳輸線結構具有不同的損耗機制。PCB傳輸線的總損耗稱為插入損耗(αt)。它是導體損耗(αc),介電損耗(αd),輻射損耗(αr)和泄漏損耗(αl)的總和。

                  αt=αc+αd+αr+αl

                  漏電損失的影響可以忽略,因為PCB具有很高的體積電阻。輻射損耗是電路由于射頻輻射而損失的能量。該損耗取決于頻率,介電常數(Dk)和厚度。對于特定的傳輸線,在較高的頻率下損耗會更高。對于相同的電路,當使用具有較高Dk值的較薄基板時,輻射損耗將較小。

                  在本文中,我們將僅討論與傳輸損耗有關的信號損耗和與導體損耗(αd)有關的信號走線(αc),以及由介質損耗引起的損耗因數(損耗角正切/損耗因子)。

                  αt=αc+αd

                  特征阻抗和損耗機制

                  在先前的PCB傳輸線系列中,我們為您提供了傳輸線的特征阻抗(即信號所看到的阻抗,與頻率無關):

                  PCB傳輸線的電路圖。

                  R =每單位長度的導線導體的電阻(pul
                  L =
                  導線導體回路的電感pul
                  G =
                  信號和返回路徑之間的電導率(由于介電材料)pul
                  C =
                  信號和返回路徑之間的電容量pul(它隨介電常數Dk的增加而增加)

                  對于均勻的傳輸線,R,L,G,C在其每個點上都相同,因此Zc在傳輸線上的每個點上都具有相同的值。

                  對于 沿線方向傳播的頻率為fω=2πf)的正弦信號,不同點和時間的電壓和電流表達式為:

                  其中αβ是的實部和虛部 ,由下式給出:

                  以我們感興趣的頻率,R <<ωLG <<ωC,因此:

                  和:

                  以便:

                  這表示波以 每單位長度的傳播延遲傳播 ,并隨著沿線傳播而衰減。

                  長度為l的傳輸線的信號衰減因子為:

                  衰減或信號損耗因子通常以dB為單位表示。

                  因此,dB損耗與線路長度成正比。因此,我們可以將以上表示為每單位長度的dB損耗,如下所示:

                  我們通常會忽略減號,請記住,這是dB損耗總是從以dB為單位的信號強度中減去。

                  以上也稱為傳輸線每單位長度的總插入損耗,寫為:

                  現在,損耗的R / Z0分量與R(每單位長度的長度的電阻)成正比,稱為導體損耗,這是由于形成傳輸線的導體的電阻所致。它由“ alfa” C表示。GZ0的一部分損耗與電介質材料的電導率G成正比,稱為電介質損耗,用'alfa'd表示。

                  PCB傳輸線中的導體損耗

                  其中R是每英寸導體的電阻。

                  現在,PCB傳輸線中有兩條導體信號走線和返回路徑。

                  通常,返回路徑是一個平面,但是,返回電流在該平面上分布不均勻我們可以證明,大多數電流集中在一條寬度為信號走線寬度三倍的寬度的條帶上,并且正好在信號的下面痕跡。

                  可以近似:

                  以便:

                  PCB傳輸線中的信號走線電阻

                  信號走線的整個橫截面積是否均等地參與信號電流?答案是:并非總是如此-它取決于信號的頻率。

                  在非常低的頻率下直到大約1MHz,我們可以假設整個導體都參與信號電流,因此Rsig與信號走線的“ alfa” C電阻相同,即:

                  在哪里:

                  ρ=銅電阻率,以歐姆-英寸為單位 

                  W =以英寸為單位的走線寬度(例如:5密耳,即50歐姆的0.005
                  英寸走線)T =以英寸為單位的走線厚度(通常為?盎司至10盎司,即0.0007英寸至0.0014英寸)

                  例如,對于5密耳寬的跡線:

                  為了我們的目的,我們對頻率為f的交流電阻感興趣。在這里,皮膚效果進入畫面。根據趨膚效應,頻率為f的電流僅傳播到一定深度,該深度稱為導體的趨膚深度,即:

                  下表列出了各種頻率下的趨膚深度值:

                  不同頻率下的皮膚深度。

                  從上方我們可以看到,在4MHz時,趨膚深度等于1盎司銅厚度;在15MHz時,趨膚深度等于?盎司銅厚度。超過15MHz時,信號電流僅在不到0.7mils的深度內傳播,并且隨著頻率的增加而不斷減小。

                  由于我們在這里關注高頻行為,因此可以安全地假定T大于我們感興趣的頻率處的趨膚深度,因此,我們將使用趨膚深度,而不是在公式中將T用于信號阻抗。因此,我們現在有:

                  我們使用而不是δ,因為電流使用導體的所有外圍從技術上講,2W可以替換為2W + T)。

                  返回信號沿最接近信號跡線的表面僅以一個厚度δ傳播,其電阻可近似表示為:

                  由于導體-電介質界面處的銅表面粗糙度,導致導體損耗增加

                  重要的是要知道,在電路板上,銅導體-介電界面從不光滑(如果光滑,則銅導體很容易從介電表面剝落)。它被粗糙化成牙齒狀的結構,以增加導體在電路板上的剝離強度。

                  對于典型的覆銅層壓板,界面如下圖所示:

                  覆銅層壓板界面。

                  在哪里:

                  hz =牙齒的峰高

                  hz是表面粗糙度的量度。

                  通常,hz從一種箔類型變化到另一種箔類型,典型值為:

                  導體界面處的銅表面粗糙度。

                  如果粗糙度hz小于趨膚深度(在非常高的頻率下會發生這種情況),則將導致額外的導體損耗。我們通過用具有不同hz的不同箔片制作測試電路板來實驗觀察到這種增加。

                  我們發現,VLF箔的損耗要比普通HTE箔的損耗低。對于頻率高于1GHzRF /微波板,由于粗糙度導致的這些導體損耗在長信號線上會變得非常明顯。

                  在低頻下,它仍然是:

                  R使用上述方程中的較高者。

                  在高頻下:

                  如果fGHz為單位,WTmils為單位,我們將得到:

                  讓我們為5密耳,1盎司,50歐姆和4密耳,0.5盎司和50歐姆的線路計算它:

                  需要注意的重要一點是,在頻率大于50MHz時,導體損耗與頻率的平方根成正比:

                  很難預測由于銅粗糙度造成的額外損失-不存在簡單的公式。

                  PCB傳輸線中的介電損耗

                  如前所述,這是傳輸線中每單位長度以dB為單位的介電損耗:

                  在哪里:

                  G =電介質材料的電導率pul

                  Z0 =傳輸線的阻抗約為≈√L/ C

                  PCB介電材料的兩個特性:
                  1.
                  介電常數DkEr,也稱為相對介電常數。
                  2.
                  耗散因數– Df –也稱為tanδ。

                  板材生產商發布ErDf的值?,F在,我們將找到GEr,Df之間的關系。


                  電介質的損耗角正切/損耗因子

                  我們可以將兩個導體之間的電介質層建模為與電容C并聯的電導G

                  兩個導體之間的介電層。

                  該導體上的交流電壓和頻率電流為:

                  IG是通過G的電流,IC是通過電容器的電流。

                  tanδ也稱為耗散因數Df≡tanδ。

                  如果σ是介電材料的有效電導率,則:

                  從實驗上已經觀察到,tanδDf隨頻率變化很小,并且在所有實際用途中都可以認為是獨立于頻率的值:

                  上式表明,電導率σ隨頻率增加,因此電導率G隨頻率增加。這是您可以期望的,因為頻率越高,介電偶極子的機械運動中的熱量消散就越多,這些努力會使其與介電層上的交變電場保持一致。(我們稱其為振動偶極矩的阻尼。)

                  現在,我們有:

                  回想一下,√LC給出了傳輸線每單位長度的傳播延遲– Pd –。

                  現在我們有:

                  因此,我們得到:

                  從上面我們可以看到,介電損耗與頻率成正比。

                  為了了解其大小,讓我們考慮一下PCB材料Isola 370HRI-SpeedI-Meta

                  PCB傳輸線中的總插入損耗

                  它是導體損耗(“ alfa” C)和介電損耗:“ alfa” d的總和。

                  導體損耗和介電損耗代表總插入損耗。

                  我們衡量損失的價值。(分別測量導體損耗和介電損耗并不容易。)

                  如果我們測量不同頻率下(例如從1 GHz10 GHz)的正弦信號的插入損耗,則可以使用上面的公式將兩種損耗分開:

                  如果現在繪制“ alfa” ins /√f√f的關系圖,我們期望得到線性圖,從中可以確定A1A2。

                  在高速或高頻下,我們不能忽略傳輸線的影響。PCB走線中的損耗取決于頻率,介電常數(Dk)和損耗因子(Df)。在高頻,更高的Dk值和更高的Df值下,損耗會更高。銅表面的粗糙度也會增加損耗。 

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